推挽晶体管电路是一种电子电路，使用以特定方式连接的有源器件，可以在需要时交替提供电路并从连接的负载吸收电流，用于向负载提供大功率，也被称为推挽放大器。

  推挽放大器由2个晶体管组成，其中一个是NPN型，另外一个PNP型。一个晶体管在正半周期推动输出，另一个在负半周期拉动输出，因此被称为推挽放大器。

  推挽放大器电路的主要优点是当没信号时，输出晶体管没有功耗。推挽放大电路有多种类型，但通常将B类放大器视为推挽放大器。

  A类配置是最常见的功率放大器配置，仅由一个设置为从始至终保持导通状态的开关晶体管组成，产生最小的失真和最大幅度的输出信号。A类放大器的效率很低，接近30%。即使没有连接输入信号，A 类放大器的级也允许相同数量的负载电流流过它，因此输出晶体管需要大散热器。A类放大器的电路图如下：

  B类放大器是实际的推挽放大器。B 类放大器的效率高于 A 类放大器，因为它由两个晶体管 NPN 和 PNP 组成。B 类放大器电路以这样一种方式偏置，即每个晶体管将在输入波形的一个半周期内工作。因此，这类放大电路的导通角为180度。一个晶体管在正半周期推动输出，而另一个在负半周期拉动输出，这就是它被称为推挽放大器的原因。B类放大器的电路图如下：

  B 类通常会受到称为交叉失线V 时失真。我们大家都知道，晶体管需要在其基极 - 发射极结处提供 0.7v 的电压才能将其打开。因此，当交流输入电压施加到推挽放大器时，它从 0 开始增加，直到达到 0.7v，晶体管保持关断状态，我们没得到任何输出。PNP 晶体管在交流波的负半周也会发生同样的事情，这被称为死区。为客服这样的一个问题，二极管用于偏置，然后放大器被称为 AB 类放大器。

  交叉失真缺陷能够最终靠使用两个在晶体管位置导通的二极管来校正。修改后的电路现在称为AB 类放大器电路。

  该AB类放大器是利用A类和B类放大器电路的特性制成的电路。从 0V 到 0.7V，二极管偏置在导通状态，此时晶体管在基极没信号。这解决了交叉失真问题。

  推挽放大电路由两个晶体管Q1和Q2组成，分别为NPN和PNP。当输入信号为正时，Q1 开始导通并在输出端产生正输入的复制品。此时Q2仍处于关断状态。

  类似地，当输入信号为负时，Q1 关闭，Q2 开始导通并在输出端产生负输入的复制品。

  现在，为什么当 VIN达到零时会发生交越失真？下面为推挽放大器电路的粗略特性图和输出波形。

  晶体管 Q1 和 Q2 不能同时导通，要使 Q1 导通，我们要求 V IN必须大于 Vout，对于 Q2，Vin 必须小于 Vout。如果 V IN等于零，则 Vout 也必须等于零。

  现在，当 V IN从零开始增加时，输出电压 Vout 将保持为零，直到 V IN小于 V BE1（约为 0.7v），其中 V BE是导通 NPN 晶体管 Q1 所需的电压。因此，在 V IN小于 V BE或 0.7v期间，输出电压呈现死区。当 V IN从零开始下降时也会发生同样的事情，PNP 晶体管 Q2 不会导通，直到 V IN大于 V BE2 (~0.7v)，其中 V BE2是导通晶体管 Q2 所需的电压。

  不管是为扬声器还是伺服放大电路供电，推挽输出级（B类）是一个很好的选择。主要优点就是当没信号存在时，输出晶体管中没有功耗。缺点就是信号子0V附近失真。下面来看看使用一些简单的技术能降低多少失真。

  该级既能够给大家提供电流也能吸收电流。因为电路实际上只是几个射极跟随器驱动同一个负载，所以简单易操作；Q1 进行正摆动；Q2 进行负摆动。

  在仿线V 峰值正弦波应用于输入。绘制输入 V(1) 和输出 V(2) 电压。“正弦波”输出——输出级是简单的射极跟随器。打开晶体管大约需要 0.7 V。这在某种程度上预示着在输入达到 +0.7 V 之前，Q1 的发射极不会开始正向移动。同样，在输入低于 -0.7 V 之前，Q2 的发射极不会向负移动。实际上，+/-0.7 V 之间的任何输入信号都有进入“死区”，使输出停留在 0V。另一个不良影响是输出低于 5V 峰值约 0.7 V。

  仿真提供了一种方便的方法来确定输出信号的总谐波失真 (THD)。通过包含命令四个 10KHZ V(2)，使用 10kHz 作为基频计算电压 V(2) 的傅里叶级数。

  如果信号是没有失真的纯正弦波，则傅里叶级数将在基本 10kHz 处显示一个大分量 V1，没有一点分量，V2、V3、V4...，谐波频率为 20kHz、30kHz、40kHz... .. 另一方面，失真波在谐波处显示出重要的成分。THD 很容易计算为：

  这里需要一种方法来弥补射极跟随器的 0.7 V 损失。这里就要想：哪个组件的导通电压接近 VBE 压降？答案是PN结二极管，下面显示了两个二极管清理死区的示意图。

  这是解决失真问题的简单而有效的方法。二极管 D1 为输入信号增加了大约 0.7 V，与 NPN 发射极跟随器 Q11 的下降量大致相同，为 -0.7 V。最终效果是 VD1 和 VBE 相互抵消，保持（大约）输入电平。二极管 D2 对 Q12 的作用相同，只是极性相反。

  RB1 控制 D1 的电流,电流越大（RB1 越小）意味着二极管电压越大，因此在无输入信号时 Vbe 越大。这种增加的偏差应该会促进减少失真。但是，注意别让 RB1 太小。由此产生的更高的二极管电流和更高的二极管电压开始正向偏置 Q1，导致集电极电流流动，即使没有输入信号也是如此。此时，晶体管已进入 AB 类偏置。只要您考虑到 Q1 中的额外功耗，这可能没问题。（偏置过多的另一个危险是晶体管在升温时进入热失控状态。）

  在另一个极端，降低 RB1 可能会限制最大输出摆幅。RB1 有两个功能：

  你可以通过 IRB1 = (VPOS - VB11) / RB1 计算通过 RB1 的电流，从这个公式你不难得知 IRB1 会随着 VB11 的增加而变小。到达一个点，IRB1 不足以同时为 D1 和 Q11 供电。随着输入增加，二极管 D1 最终关断，使输出在剩余的电压峰值期间保持平坦。

  将 RB1 从 10k 降低到 1k 这样的值，重新运行模拟。THD 有没下降？另一方面，如果追求的是低功耗，则增加 RB1 以降低输出级中的偏置电流。但是，在输出在峰值附近变平之前，用不依赖于 VB11 的电流源替换 RB1，或者选择具有更高 Beta 的晶体管。）

  反馈能够在一定程度上帮助解决漂移和非线性电路等问题。这里对清理失真正弦波的任务进行测试。

  这里运行仿真并绘制带有反馈的输入V(21) 和输出电压 V(22)。查看运算放大器的输出 V，运算放大器的输出补偿了射极跟随器的 0.7 V 压降。然后对输出执行傅里叶分析，THD 现在应该被压低到 0.1% 以下。

  2、通过添加两个反馈电阻来为该级增加一些增益；一个从 RL3 到运算放大器的负输入，另一个从负输入到地。增益与运算放大器同相放大器的增益相同。只要确保降低输入电压，就不会过度驱动输出级。